发布于：2007/5/16 8:56:57 | 1099 次阅读
引言
DC/DC模块电源已广泛用于微波通讯、航空电子、地面雷达、消防设备、医疗器械等诸多领域。其中有许多应用场合需要多路输出。如在单片机智能控制器中，单片机供电需要5V，而运放集成电路通常需要12V。在设计多路输出电源时，有许多地方不同于单路输出，需要考虑的问题较多，难度较大。比如，既要考虑变压器管脚限制、多副边变压器设计、各路的稳压电路实现，又要考虑每路轻载及满载时的负载调整率，负载的交叉调节特性。本文通过一个给单片机智能控制器供电的15W三路模块电源的设计实例，详细说明了多路输出电源的设计特点。
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1 电源的设计指标
12V输入，5V/±12V三路输出模块电源的设计指标如表1所列。
表1 设计指标
|
项 目 |
代 号 |
最小值/Min |
标称值/Nom |
值/Max |
单 位 |
|
负载电流（电阻） |
Io1(Ro1) |
|
2(2.55) |
|
A/Ω |
|
Io2(Ro2) |
|
0.25(48) |
|
A/Ω | |
|
Io3(Ro3) |
|
0.25(48) |
|
A/Ω | |
|
输入电压范围 |
Uin |
36 |
48 |
72 |
V |
|
输出电压 |
Uo1 |
5.025 |
|
5.075 |
V |
|
Uo2 |
12.00 |
|
12.50 |
V | |
|
Uo3 |
－12.00 |
|
－12.50 |
V | |
|
负载效应 |
|
Ulr1 |
|
±0.5 |
％ |
|
Ulr2 |
|
|
±1.5 |
％ | |
|
Ulr3 |
|
|
±1.5 |
％ | |
|
负载动态特性 |
dUm |
|
|
±150 |
mV |
|
dt |
|
|
200 |
μs | |
|
效率 |
Eff |
80 |
|
|
％ |
2 电源的设计原理
图1是针对单片机主板供电电源所设计的多路输出开关电源原理图。
图1中电感L201，L202，L203是耦合电感，L204是偏置绕组，由于受变压器管脚限制，取自耦合电感。
电路采用单端正激变换电路，当变换器接通电源时，输入直流电压经电阻R601和12V稳压管D601及三极管V601和V602组成的稳压降压电路后，启动UC3843。进入正常工作后，偏置绕组L204的供电电路开始工作，偏置绕组的输出经二极管D4整流、C601滤波后输出12V电压，高于自供电电压，使二极管D602?偏，启动电路停止工作。偏置绕组为UC3843(IC301)提供工作电压（12V），变换器进入正常工作，在PWM脉宽调制方式下，各路次级绕组的输出经过各路的二极管整流、LC型滤波器滤波后，产生各路的直流输出电压。＋5V输出的电压由电阻器R402和R406分压后，与可编程稳压源TL431（IC401）中的2.5V参考电压比较，然后通过光耦合器(IC101)反馈到UC3843的脚2，控制脉冲的占空比，稳定5V输出。耦合电感L202及L203实现±12V两路稳压。过流保护电阻R101和R102检测到开关管的过流信号，送入UC3843的脚3，封锁UC3843的输出信号，实现过流保护。
3 设计方案选择
DC/DC模块电源以中小功率为主,功率大都在150W之下,采用的电路拓扑以反激和正激变换器为主，有时也采用推挽变换器,电源要求体积小，设计时全部采用贴片元件。
3.1 主控芯片选择
主控芯片采用新型脉宽调制集成电路UC3843，是一种电流型控制的专用芯片，图2是UC3843原理框图。它具有欠压锁定电路，低静态电流（1mA），大电流输出，内置能隙参考电压，500kHz工作频率，低R0放大器，电压调整率可达0.01V，非常接近线性稳压电源的调整率，低起动电流仅1mA，启动电路非常简单等特点。
3.2 稳压方式选择
对单路输出，只在输出端加稳压反馈电路即可，而对多路输出，必须视要求而定：如果各路输出电压都要求高，则每路都应设计独立的闭环稳压回路，这样设计难度较大；如果只有一路是重要的负载，其他路负载较轻，并对输出电压要求不是很严格，则只须给重要负载所在电路加反馈控制回路，其余两路开环，依靠耦合电感实现稳压。
3.3 多路输出滤波电感绕制方式选择
本例的三路输出中，5V（Uo1）是比较重要的负载，输出电流（2A），12V是运算放大器供电电源，允许电压在1～2V范围变化,电流较小（0.25A），所以，只在5V主路加反馈控制回路，±12V辅路的稳压性能是靠耦合电感来实现。针对本例多路输出的具体情况，输出滤波电感不宜采用独立电感，而应采用耦合电感，即将三路的输出滤波电感绕在一个磁芯上，只有5V主电路受控，输出特性较好，而±12V两路较差影响不大。
4 电源设计过程
4．1 UC3843外围电路设计
4.1.1 开关频率选择
二次电源产品工作频率一般选择在100kHz～400kHz之间，本例设置开关频率为250kHz，UC3843工作频率可达500kHz，脚4是Rt/Ct锯齿波振荡器的定时电阻和电容的公共端，对于UC3843而言，
式中：R是图1中的R304，其值为6.8kΩ；
C为图1中的C302，其值为1nF。
4.1.2 过流保护电路设计
图1中R101及R102为过流检测电阻，根据式ISMAX≈1.0V/RS设计R101及R102，这个电阻要设得很小，以降低电阻上的损耗,图1中设计为两个10Ω电阻并联。检测电压送入UC3843的脚3。
脚3电压高于1V过流保护电路就动作，使脚6停止输出矩形波，电路停止工作。脚3还要接一个RC滤波器以抑制开关管的尖峰电流，图1中这个滤波器由R103及C306组成。
4.1.3 反馈误差放大器设计
R302，R303及C305构成积分型调节器，电阻R302和R303的比例关系影响系统的动态特性。R302和R303的比值可以改变UC3843电压误差放大器的放大倍数，对于一定的反馈电压量，可使PWM调节器的输出脉宽不同，从而影响输出电压调节幅度，即影响指标中输出的动态响应调节幅度。积分器的电容C305的大小影响系统的调节速度，即影响指标中输出的动态响应时间。
4.2 功率器件的选取
变换器的开关器件采用功率MOSFET，依据单管变换器计算电压的经验公式，取
式中：Udmax为漏源极的电压；
D为占空比。
所以，功率MOSFET的反向电压应选用大于144V的，电流按高频变压器绕组的电流来确定。图1中V101选用耐压200V、电流9A的IRF630。
4．3 高频变压器的设计
4.3.1 磁芯的选用
多路输出变压器一般要求有较大的窗口面积，DC/DC模块电源可选用FEY型、FEE型、EUI型等磁芯，对于正激变换器，理论上变压器初级须有复位绕组Nr，这里考虑到变压器脚位的问题，选取高饱和磁感应强度的磁材,去掉复位绕组,这样使每次磁芯都在磁化曲线的下部工作,避免磁芯饱和。
先确定磁感应强度Bm，以计算并初选磁芯型号。
1）考虑高温时饱和磁感应强度Bs会下降，同时为降低高频工作时磁芯损耗，工作磁感应强度一般选为0.2～0.25T。这里选取高饱和磁感应强度的磁材RM2.2KD，其Bs为0.44T。
2）磁芯型号的选取有两种方法，一是依据式（3）
式中：Ae为磁芯截面积；
Aw为磁芯窗口面积；
fs为开关频率；
ΔB为磁性材料所允许的磁通密度的变化范围；
dc为变压器绕组导体的电流密度；
kc为绕组在磁性窗口中的填充系数。
二是根据厂家的磁芯材料手册给出的输出功率与磁芯尺寸的关系。这里采用第二种方法选用FEY15.3磁芯，其有效截面积为18.7mm2。
4.3.2 计算匝比
Uo=Uo1＋UD=5.0＋0.5=5.5V （4）
式中：Uo1为5V主路输出电压；
UD为整流管MBR1545正向压降，取0.5V。
式中：n12为主路原副边匝比；
Ui=UminDmax=36×0.48=17.28V（其中Umin为电源输入电压，Dmax取0.48）；
Uo为N2输出电压。
实际选取n12=4：1。
4.3.3 计算并调整主路副边匝数
ΔBm为磁通增量，ΔBm=0.44－0.065=0.375T；
Ae为磁芯截面积，对FEY15.3磁芯，Ae=0.187cm2。
实际取N2=4匝。
4.3.4 计算原边匝数
N1=N2×n12=4×4=16匝 （7）
4.3.5 计算其余两个辅路副边匝数
式中：Uo2为＋12V辅路输出电压；
UD′为整流管SK3B正向压降，也取0.5V。
实际取N3=N4=10匝。
绕制时由于原边、主路副边电流较大，为减小漏感，分别采用双线并绕法及三线并绕法。
4．4 输出整流管设计
为降低功耗，提高电源效率，选用肖特基整流二极管。输出整流管的标称电流（IF）值应为输出直流电流额定值（Io）的3倍以上,即IF1>3Io；整流管的反向耐压UR≥1.25PIVs，（PIVs=Uo＋UMAX，UMAX=2UACMAX，UACMAX为输出纹波电压幅值)。依据此原则，Uo1路整流管采用MBR1545，反向耐压45V,正向电流15A；Uo2和Uo3采用SK3B，反向耐压100V，正向电流3A。这里反向耐压选择高，有利于降低整流管上的损耗。
4．5 输出耦合电感设计
在采用一路受控，其余两路依靠耦合电感稳压这种控制方式下，为了把辅路输出电压调节保持在电压1V的稳定范围内，多路输出时，主输出的电感及每路电感要求工作在电感电流连续状态。设计时先进行高压支路到低压支路的折算，根据总输出电流按单线圈选取磁芯、总导线截面积以及导线尺寸、匝数。即首先通过电路设计确定输出滤波电感值。为使电感电流连续以维持滤波效果，输出滤波电感必须设计在连续状态，流过电感器的电流应大于负载电流的最小值IOMIN，电感值大于IOMIN时对应的电感值
式中：n为变压器匝比；
Uimax为输入电源电压；
ΔI为允许的电感电流纹波电流值。
确定滤波电感值后，根据电感贮能值0.5×L×I2，依据式（10）选择磁性型号，
式中：IMAX为电感电流有效值；
ISP为电感电流峰值；
BMAX为磁路磁通密度值。
然后依据式（11）确定电感匝数，
再分配到各支路，根据各路实际电流和次级匝比得到各线圈匝数和尺寸。
电流连续模式电感磁芯可选择比变压器磁芯差一些的磁芯材料，但在实际应用中，如果两种材料价格相差不大，往往采用与变压器相同的材料。图1中电感磁芯仍为FEY15.3。
选择电感的匝数首先要满足电感的匝数比等于主变压器的输出绕组的匝数比,因为，如果耦合电感L201及L202的匝数比不能保证与变压器的匝比相等，则在Uo1和Uo2之间会存在附加的电流流动，从而在其输出产生很大的纹波。其次，各路在每路相应的变压器匝数上乘以2或3得出各路的电感匝数。图1选变压器匝数的3倍，正好可以双线并绕填满窗口宽度。得出Uo1路输出电感匝数是NL201=3N2=3×4=12匝。
Uo2路输出电感匝数是NL02=3N3=3×10=30匝，Uo3路输出电感匝数是NL203=NL02=30匝。
偏置绕组NL204为UC3843提供12V工作电压，其输出电压=Uo2，故匝数NL04=NL202=30匝。
为了满足负载调整率，互感必须很好耦合。所以在绕制各个绕组时，应覆盖整个骨架的宽度，而且应当使用相同线径的几条导线并排缠绕，以确保在整个骨架的宽度上，达到耦合。
5 其他注意事项
1）调试多路输出电源时要先断开辅路，调整好主路，保证主路工作正常后再加上辅路调整，可降低调试难度。
2）为了满足设计指标，除要注意满载时的负载调整率，还要顾及轻载时的负载调整率；为了防止空载时输出电压太高损坏输出整流管，必须给每路输出均加上假负载，图1中R5，R6，R7均为相应路的假负载，假负载值不宜太大，大小可用实验确定。另外主路和辅路之间的假负载要配合调整，以满足辅路的电压范围在指标内。
3）主路空载输出电压可由TL431的分压电阻确定，当主路空载输出电压低时可减小R406，保证TL431的2.5V基准。表2为R406阻值改变时，测得各路空载输出电压的一组数据。当主路空载输出电压和假负载确定好后，如果出现辅路空载输出电压超出指标范围时，可适当改变整流管参数，如当辅路12V输出为12.7V超出指标12.5V时,可换用正向压降为0.7V的整流管代替正向压降为0.5V的整流管。输出假负载也可调整空载输出电压。
表2 R406阻值改变时各路输出电压的变化
|
R406阻值/kΩ |
输出电压/V | ||
|
Uo1 |
Uo2 |
Uo3 | |
|
2.491 |
5.04 |
＋12.03 |
－12.05 |
|
2.491／／120 |
5.09 |
＋12.15 |
－12.17 |
4）在布局布线时，各个元器件依照原理图次序依次摆放，开关管漏极与变压器原边的连线要尽量短，UC3843所有的外围元器件要尽可能地靠近该集成电路，尤其是去耦电容和旁路电容必须布在相应的管脚附近，必须在变压器、开关管等发热元器件附近通过多个过孔把底层与散热焊盘相连以提高散热效果。
6 实测数据及波形
图3是UC3843脚4输出的锯齿波，可用于判断UC3843是否正常工作。
图4是空载时UC3843脚6输出矩形波。
图5是主路加25Ω负载，辅路空载时开关管的漏—源极波形，可以看出此时D约0.35，脉宽已经开始调整。
表3 负载变动时输出电压的波动
|
各路负载情况 |
输出电压/V | ||
|
Uo1 |
Uo2 |
Uo3 | |
|
＋5V满载，±12V空载 |
5.02 |
＋13.39 |
－13.56 |
|
＋5V、－12V满载，－12V空载 |
5.03 |
＋12.53 |
－13.20 |
|
＋5V、－12V空载，＋12V满载 |
5.04 |
＋11.45 |
－11.96 |
＋5V空载，±12V满载5.04＋11.205－11.26图6是主辅路全满载时开关管的漏—源波形，可以看出此时D约0.5，脉宽已调至。
表3是此三路输出电源在主、辅路负载变动时辅路的输出电压波动实测数据。
7 结语
多路输出比单路输出设计较为复杂，必须依据设计指标重点做好UC3843外围元器件参数、多副边高频变压器、耦合电感等的正确设计，配合反馈回路的调节，才能全面确保各项指标。本文设计的电源已用于单片机数据采集控制电路中。
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